Разрешающая способность РЛС по координатам определяет полноту сведений о воздушной обстановке при наличии большого числа целей (точечных и распределенных) в зоне обзора РЛС и влияет на возможности РЛС по вскрытию группового состава целей, а так же на помехозащищенность РЛС от пассивных помех.

Под разрешающей способностью РЛС по какой либо координате понимают такое минимальное различие в данной координате у двух целей при совпадении у них других координат, при котором цели наблюдаются раздельно.

Данное определение в общем случае не является строгим, поскольку не оговариваются показатели качества разрешения. В реальных условиях, когда процессы радиолокационного обнаружения и разрешения сопровождаются мешающим шумом, необходимо говорить о статическом разрешении, т.е. о разрешении целей с заданной вероятностью или допустимым снижением качества обнаружения.

Различают потенциальную и реальную разрешающие способности.

Потенциальная разрешающая способность характеризует предельно достижимое разрешение и определяется соотношением сигнал/шум и протяженностью сечения тела неопределенности (двумерной автокорреляционной функции) зондирующего сигнала РЛС по параметру разрешения. Чем больше отношение сигнал/шум и меньше протяженность тела неопределенности по соответствующему параметру, тем при всех прочих равных условиях выше потенциальная разрешающая способность РЛС.

Реальная разрешающая способность всегда хуже потенциальной. К факторам, ухудшающим разрешающую способность, относятся:

неоптимальность структуры радиолокационных приемников с точки зрения решения задачи разрешения сигналов;

ограничение сигналов из-за недостаточного динамического диапазона приемного тракта;

ограниченная разрешающая способность устройств измерения координат.

Известные схемы оптимальной (согласованной) обработки радиолокационных сигналов базируются на операции вычисления корреляционного интеграла (модульного значения)

здесь - комплексная амплитуда зондирующего сигнала;

Комплексная амплитуда ожидаемого сигнала с учетом запаздывания и доплеровской добавки частоты , знак минус в показателе степени экспоненты учитывает, что при радиальной скорости (удаляющаяся цель) частота отраженного сигнала менее частоты зондирующего.

Величина принимаемого сигнала является, в общем случае, суммой комплексных амплитуд сигнала и помехи:

где и - истинные значения запаздывания и доплеровской частоты полезного сигнала. С учетом (3.10) модуль (3.9) сводится к модулю суммы двух комплексных величин

Первая величина при неслучайной амплитуде сигнала является неслучайной и выражается зависящим от сигнала интегралом:

Вторая является случайной величиной, тем меньшей, чем слабее помеха, и выражается интегралом:

Сигнальный интеграл (3.12) и его модульное значение представляют собой функции разностей ожидаемого и истинного времени запаздывания, ожидаемой и истинной доплеровских частот.

Вычислим функцию . Для этого произведем замену переменной в интеграле (3.12) и множитель вынесем за знак интеграла. Заменяя модуль произведения произведением модулей, где

Функция называется двумерной автокорреляционной функцией сигнала. Она зависит от своих разностных аргументов , и не зависит от значений и . Кроме того, функция зависит от вида комплексной огибающей когерентного сигнала .

Как и диаграммы направленности антенн, автокорреляционные функции сигналов могут быть нормированы. Поскольку

где - энергия сигнала, то

Функцию называют нормированной двумерной автокорреляционной функцией сигнала.

Изображение двумерной автокорреляционной функцией сигнала для колокольного радиоимпульса с постоянной мгновенной частотой представлена на рис.3.24.

Рис.3.24. Изображение двумерной автокорреляционной функции сигнала

Рассмотрим свойства автокорреляционной функции сигнала:

свойство центральной симметрии ;

значение находится в пределах , ;

каждое сечение плоскостью с фиксированными значениями и можно рассматривать как выход корреляционной схемы оптимальной обработки или оптимального фильтра, когда на них поступает сигнал без помехи, параметры которого (время запаздывания и частота) отличаются от ожидаемых на и соответственно.

По аналогии с (3.16) можно записать

где - комплексный амплитудно-частотный спектр сигнала.

Сечение вертикальной плоскостью , следует из (2.17), описывается выражением

и является преобразованием Фурье от квадрата амплитудно-частотного спектра сигнала. При ограниченной ширине спектра сигнала это сечение имеет вид импульса длительностью (рис.3.25.), которую в литературе называют мерой разрешающей способности по времени запаздывания (по дальности).

Рис.3.25. Сечение нормированной двумерной АКФ плоскостью

Рассмотрим задачу разрешения сигналов по времени (по дальности), анализируя сигналы на выходе оптимального фильтра.

Пусть отраженный от сосредоточенных вторичных излучателей прямоугольные импульсы без внутриимпульсной модуляции обрабатываются оптимально и сдвинуты во времени на

где - расстояние между вторичными излучателями. На рис.3.26. показаны огибающие выходных импульсов оптимального фильтра.

Величина минимального интервала определяется возможностью раздельного наблюдения смежных импульсов. В рассматриваемом случае в качестве условной меня разрешающей способности по времени можно принять значение , при котором максимуму огибающей сигнала, отраженного от одной цели соответствует нулевое значение огибающей импульса от другой. Соответственно мерой разрешающей способности по дальности называют .

Рис.3.26. Огибающие отраженных радиоимпульсов от двух близких по дальности целей

Таким образом, потенциальная разрешающая способность РЛС по дальности определяется как

и зависит от ширины спектра сигнала.

Потенциальная разрешающая способность по угловым координатам определяется шириной диаграммы направленности антенны в соответствующей плоскости по уровню половинной мощности .

Для увеличения потенциальной разрешающей способности необходимо, как и при измерении угловых координат, увеличивать отношение сигнал/шум на входе измерительного устройства (повышать энергию зондирующего сигнала и, следовательно, отраженного сигнала), а так же уменьшать угловые размеры диаграммы направленности антенны. Последнее, при неизменных размерах антенны, достигается уменьшением длинны волны (повышением несущей частоты) зондирующего сигнала.

Обобщенной мерой разрешающей способности импульсной РЛС по дальности и угловым координатам является импульсный объем, в пределах которого цели не разрешаются.

Обычно считают, что импульсный объем ограничен шириной луча ДНА по половинной мощности и длинной (рис.3.27.), где - длительность импульса на выходе схемы оптимальной обработки.

Рис.3.27. Импульсный объем РЛС

Чем шире спектр зондирующего импульса (меньше ) и уже луч ДНА (меньше ), тем меньше импульсный объем и выше разрешающая способность РЛС.

Разрешение целей по скорости возможно при использовании когерентной пачки отраженных сигналов, так как она имеет дискретный спектр (подробней эта задача будет рассмотрена ниже). Разрешающая способность по скорости – это разрешающая способность по частоте , где - число импульсов в пачке, - период следования импульсов.

Разрешающая способность по скорости (по частоте) тем выше, чем больше длительность пачки импульсов .

Изобретение относится к области радиолокационного зондирования с использованием одиночных сверхширокополосных (СШП) импульсных сигналов и может быть использовано при зондировании нескольких, близкорасположенных объектов, например слоев асфальтового покрытия. Способ заключается в том, что излучают N-лепестковый зондирующий радиоимпульс, непрерывно принимают отраженный сигнал, интегрируют его N-1 раз в выбранном временном окне, обнаруживают и оценивают сигналы от объектов исследования. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение точности разрешающей способности СШП зондирования. 6 ил.

Изобретение относится к области радиолокационного зондирования с использованием сверхширокополосных (СШП) импульсных сигналов длительностью Т и может быть использовано при зондировании нескольких объектов, расстояние между которыми L сопоставимо с сТ, где с - скорость света в среде, т.е. в условиях, когда сигналы, отраженные от нескольких объектов исследования, накладываются друг на друга. Такая проблема возникает, например, при зондировании подповерхностных слоев грунта, в частности многослойного асфальтового покрытия дорог.

Известно , стр.24, что любой сигнал S(t), который может быть излучен антенной, должен удовлетворять условию:

В том числе одиночный многолепестковый зондирующий радиолокационный СШП сигнал.

При СШП радиолокационном зондировании нескольких близкорасположенных объектов исследования возникает проблема разрешения сигналов, принятых от одного и другого объектов. Эта проблема усугубляется наличием помех, несовершенством приемо-передающей аппаратуры и множеством других факторов.

Традиционным способом предварительной обработки радиолокационного сигнала, отраженного от объекта исследования, является его детектирование - выделение низкочастотной функции - амплитудной (комплексной) огибающей радиоимпульса. При работе с СШП сигналами амплитудная огибающая СШП сигнала, полученная при помощи преобразования Гильберта, не всегда корректно отображает особенности его формы стр.17. При этом не реализуется потенциально высокая разрешающая способность СШП сигналов.

Известен Патент RU 2141674 - способ радиолокационного сверхширокополосного зондирования, заключающийся в том, одной антенной излучают импульс, принимают этот импульс другой - удаленной антенной, принятый импульс задерживают, переизлучают и принимают антенной, расположенной в месте первичного излучения. Этот способ позволяет разнести во времени сигналы, полученные от антенны и от окружающих ее конструктивных элементов. При таком способе проблема разрешения решается за счет временного разнесения отраженных сигналов.

Недостатком такого способа является ограниченная область применения, связанная с тем, что возможность искусственного разнесения во времени отраженных сигналов от нескольких объектов исследования возникает редко.

Наиболее близким к заявляемому способу является , заключающийся в том, что излучают N-лепестковый, зондирующий радиоимпульс, непрерывно принимают отраженный сигнал в выбранном временном окне, обнаруживают и оценивают сигналы от объектов исследования. Для решения задачи разрешения определяют:

Сигнал прямого прохождения от излучающей к приемной антенне (при зондировании открытого пространства), который вычитают из принятого сигнала при последующих зондированиях среды;

Сигнал полного отражения при зондировании металлического листа, который используют для калибровки последующих зондирований.

Из сигнала, полученного от объектов исследований, вычитают сигнал прямого прохождения. Затем поочередно обнаруживают наиболее близкий отклик, и с учетом ослабления известного сигнала полного отражения вычитают его из принятого сигнала. Таким образом, теоретически возможно разрешить принятые сигналы.

Недостатком данного способа является низкая точность. Во-первых, сигнал, прошедший через среду, изменяет частотный спектр, а следовательно, не только амплитуду, но и свою форму. В результате оказывается неправомочным использовать сигнал полного отражения в качестве калибровочного. Во-вторых, рекурсивный характер обработки, при котором каждый новый объект обнаруживается по результатам обнаружения предыдущего, приводит к накоплению ошибок.

Задачей, решаемой данным изобретением, является повышение разрешающей способности СШП зондирования, отраженных от близкорасположенных объектов, а следовательно, получение большего количества и лучшего качества информации от радиолокационного зондирования.

Для решения поставленной задачи в способе повышения разрешающей способности радиолокационного сверхширокополосного зондирования, заключающемся в том, что излучают N-лепестковый зондирующий радиоимпульс, непрерывно принимают отраженный сигнал в выбранном временном окне, обнаруживают и оценивают сигналы от объектов исследования, интегрируют отраженный сигнал в выбранном временном окне N-1 раз, и используют результаты интегрирования для обнаружения и оценки сигналов от объектов исследования.

Существенным отличием заявляемого способа от прототипа является то, что при зодндировании N-лепестковым радиоимпульсом интегрируют отраженный сигнал в выбранном временном окне N-1 раз.

В прототипе используют операцию вычитания известных откликов из принятого сигнала.

Использование N-1 кратного интегрирования - линейного метода преобразования принимаемых сигналов, позволяет преобразовать их многолепестковую временную структуру в однолепестковую. На фиг.1 показано, что трехлепестковый радиоимпульс после однократного зондирования становится двухлепестковым, а после второго интегрирования - однолепестковым. Если бы такой импульс мог быть излучен антенной, то задача разрешения близкорасположенных объектов значительно упростилась. Интегрирование принятого сигнала для линейной системы эквивалентно интегрированию входного сигнала. Таким образом, интегрирование выходного сигнала значительно упрощает разрешение близкорасположенных объектов.

Заявляемый способ иллюстрируют следующие графические материалы.

Фиг.1 - результаты последовательного интегрирования трех лепесткового сигнала.

Фиг.2 - парциальные сигналы, отраженные от трех объектов.

Фиг.3 - суммарный сигнал, отраженный от трех объектов.

Фиг.4 - результат однократного интегрирования отраженного сигнала.

Фиг.5 - результат двухкратного интегрирования отраженного сигнала.

Рассмотрим возможность реализации заявляемого способа.

При радиолокационном зондировании могут использоваться одиночные радиоимпульсы с малым числом временных лепестков N=2-5, например трехлепестковый импульс S(t), изображенный на фиг.1. Такие сигналы обладают СШП спектром. Их обработка возможна в частотной или во временной области. В обоих случаях необходимо обнаружить сигналы, отраженные от объектов исследования, оценить их амплитуду, полярность, временное положение и другие параметры. Такие зондирования используются, например, при исследовании слоев дорожного покрытия. При этом объектами исследования являются границы слоев покрытия, отражающие зондирующий сигнал и обладающие разными диэлектрическими проницаемостями ε. В зависимости от соотношения диэлектрических проницаемостей ε сред отраженные сигналы могут иметь разную полярность.

Если объекты исследования (слои дорожного покрытия) расположены близко друг от друга, то отраженные сигналы накладываются друг на друга. На фиг.2 показаны парциальные сигналы S 3i (t), (i=1, 2, 3), отраженные от трех разных слоев. Каждый из них имеет свою амплитуду и форму. Сигнал S 32 (t) имеет обратную полярность. Суммарный отраженный сигнал S 3 (t)=S 31 (t)+S 32 (t)+S 33 (t), фиг.3, малопригоден для анализа. Для решения задачи разрешения можно уменьшить длительность зондирующего сигнала S(t), однако это приведет к неоправданному возрастанию стоимости разработки или к технической нереализуемости.

Однократное интегрирование отраженного от объектов сигнала

Фиг.4 не решает проблему разрешения, а повторное интегрирование

Фиг.5, позволяет достаточно точно оценить, как временное положение, полярность и амплитуду отраженных сигналов. Указанная оценка может быть получена визуально или с использованием компьютера.

Заметим, что при помощи предлагаемого линейного преобразования восстановление соотношения амплитуд парциальных сигналов и расстояния между ними возможно даже в случае, когда сигналы задержаны относительно друг друга на время, меньшее длительности периода центральной гармоники спектра сигнала, т.е. в условиях реализации потенциальной разрешающей способности по дальности .

Таким образом, заявляемый способ позволяет при СШП радиолокационном зондировании обнаружить объекты исследования, приближаясь к потенциальной разрешающей способности.

Рассмотрим возможность практической реализации заявляемого способа. На фиг.6 изображена схема устройства, реализующего заявляемый способ, где:

1. Генератор СШП сигнала.

2. Передающая антенна.

3. Приемная антенна.

4. Исследуемая многослойная среда.

5. Стробоскопический приемник.

6. Управляемая линия задержки.

7. Аналого-цифровой преобразователь (АЦП).

8. Компьютер.

По сигналу от компьютера 8 запускается генератор СШП сигнала 1, который излучается антенной 2. СШП сигнал, отраженный от исследуемой многослойной среды 4, поступает в антенну 3. Управляемая компьютером 8 линия задержки 6 запускает стробоскопический приемник 5, который выделяет одну мгновенную амплитуду отраженного сигнала. Аналого-цифровой преобразователь 7 преобразует эту величину в код, который считывается компьютером 8. Частота запуска генератора 1 может составлять десятки килогерц, что не требует высокого быстродействия АЦП 7. Величина задержки 6 задает окно приема и положения точки отсчета в нем. Многократно повторяя измерения, можно усреднить значения этого отсчета отраженного сигнала, а изменяя величину задержки, - получить всю реализацию отраженного сигнала в выбранном временном окне с точностью до масштабно-временного преобразования. Таким образом, в результате многократного зондирования в памяти компьютера 8 сохраняются мгновенные амплитуды отраженного сигнала в окне приема. Интегрирование полученных цифровых отсчетов производится путем последовательного суммирования отсчетов, а многократное - последовательным применением этой процедуры. На фиг.1-5 по оси абсцисс отложены номера отсчетов СШП сигнала. Полученные результаты интегрирования могут быть обработаны оператором визуально, либо известными методами обработки в компьютере 8.

Таким образом, предлагаемый способ технически реализуем и позволяет повысить разрешающую способность радиолокационного сверхширокополосного зондирования.

Список использованной литературы

1. Астанин Л.Ю., Костылев А.А. Основы сверхширокополосных радиолокационных измерений. - М.: Радио и связь, 1989. - 192 с.: ил.

2. Патент RU 2141674.

3. Патент FR 2626666.

4. Теоретические основы радиолокации / Под ред. В.Е.Дулевича. - М.: Сов. радио, 1978. - 608 с.

Формула изобретения

Способ повышения разрешающей способности радиолокационного сверхширокополосного зондирования, заключающийся в том, что излучают N-лепестковый зондирующий радиоимпульс, где N=2, 3, 4, 5..., непрерывно принимают отраженные сигналы в выбранном временном окне, обнаруживают сигналы от объектов исследования, измеряют и оценивают параметры сигналов, отраженных от объектов исследования, отличающийся тем, что зондирование объекта исследования N-лепестковым радиоимпульсом осуществляют многократно, при приеме отраженных сигналов управляемой величиной задержки задают окно приема с возможностью получить всю реализацию отраженного сигнала в выбранном временном окне и положения точки отсчета в нем, интегрируют полученные отсчеты отраженного сигнала в выбранном временном окне приема N-1 раз, преобразуя N-лепестковую временную структуру сигнала в однолепестковую, обеспечивающую разрешение близкорасположенных объектов исследования, используют результаты интегрирования для обнаружения объектов исследования, измерения и оценки параметров сигналов от объектов исследования.

Разрешающая способность РЛС - возможность раздельно наблюдать и измерять координаты и параметры движения близко расположенных целей.

Выделим в зоне обзора четыре соседних элементарных объема 1, 2, 3, 4 (рис. 2.1, б), в каждом из которых находится одна точечная цель. Элементы 1 и 2 имеют одинаковые угловые координаты, но отличаются по дальности на величину , элементы 1, 3 отличаются только по азимуту наи 1,4 -только по углу места на, причем все цели наблюдаются раздельно. Будем сокращать каждую из величин,,до тех пор, пока раздельное наблюдение целей станет невозможным. Тогда объем 1 и будетразрешаемым объемом и его элементами ,,оценивается разрешающая способность станции по дальности, азимуту и по углу места.

Разрешающая способность по дальности оценивается минимальным расстоянием между двумя находящимися на одном направлении целями, при котором эти цели наблюдаются раздельно.

Разрешающая способность по азимуту оценивается минимальной разностью азимутов двух целей с одинаковыми дальностью и углом места, при которой эти цели еще наблюдаются раздельно.

Разрешающая способность по углу места оценивается минимальной разностью углов места двух целей с одинаковыми дальностью и азимутом, при которой эти цели, еще наблюдаются раздельно.

Разрешающая способность по скорости оценивается минимальной разностью радиальных скоростей двух целей с одинаковыми координатами при которой эти цели еще наблюдаются раздельно. В принципе достаточно разрешения целей по одной координате или по скорости.

Таким образом, разрешающая способность РЛС является тактической характеристикой, определяющей возможности РЛС разделять близко расположенные объекты и их элементы при их зондировании.

1.3. Точность измерения координат и параметров объектов

Ошибки измерений разделяются на грубые, систематические и случайные.

Грубые ошибки - результат грубого просчета оператора или следствие возникшей в аппаратуре неисправности. Такие погрешности значительно больше остальных ошибок в данном ряду измерений, и поэтому они легко выявляются.

Систематические ошибки вызываются длительно действующими факторами, например, задержкой сигнала в целях РЛС или несовершенством метода измерений. Такие ошибки в той или иной мере компенсируются калибровкой аппаратуры.

Случайные ошибки зависят от случайных обстоятельств, которые неподдаются предварительному учету.

Например, произведено 100 измерений дальности цели с помощью некоторого гипотетического радиодальномера. При этом случайные ошибки распределились по группам согласно табл. 2.1. Ошибки м наблюдались в 4 опытах, что соответствует частоте ошибок, ошибким наблюдались в 6 опытах, т. е. их частотаи т. д.

Таблица 2.1- Распределение случайных ошибок измерений по интервалам

Группы ошибок , м
Среднее значение интервала ошибок , м
Число измерений
Частота ошибок

Среднее значение случайных ошибок (черточка - знак усреднения) равно сумме произведений ошибок, точнее, средних значений интервалов , на их частоту:

Полученный результат неточный, так как отличается от математического ожидания . Так называют среднюю ошибку, которую следует ожидать по результатам многократных измерений и которая вычисляется при делении диапазона ошибокх на бесконечно малые интервалы . Только тогда выявится строгая закономерность случайных ошибок и частота их будет называтьсявероятностью ошибок .

Данные таблицы иллюстрируются посредством прямоугольников с основанием, равным интервалу ошибок , и площадью, равной соответствующей частоте ошибок(рис. 2.2). Когдаи, площади прямоугольников выражают вероятности появления случайной ошибкив данном бесконечно малом интервале ошибок, и вершины прямоугольников попадают на кривую, называемуюкривой распределения ошибок. Ординаты этой кривой (поскольку высота прямоугольника равна частоте ошибок , деленной на) являются производной от вероятности ошибкипо ее текущему значению х .

Полученная производная может быть названа плотностью вероятности случайных ошибок

(2.1)

Рис. 2.2. Гистограмма и кривая распределения ошибок

Площадь под кривой распределения, выражающая суммарную вероятность ошибок, равна единице . Эта сумма распределяется непрерывно по всем значениям случайных ошибок. Следовательно, вероятность появления данной ошибки бесконечно мала, но плотность вероятности, как предел отношения двух бесконечно малых величин, величина конечная. Вот почему по оси ординат кривой распределения откладывают плотность вероятности, а не самувероятность ошибок.

Случайные ошибки измерений, как и многие другие случайные явления врадиолокации, возникают под действием многих независимых инезначительных по своему действию факторов, вероятность появления каждогоиз которых подчиняется нормальному закону распределения :

(2.2)

где - плотность вероятности появления случайной величиных ; - среднее значение (математическое ожидание) величиных ; - дисперсия случайной величиных ; σ - среднеквадратическое отклонение, равное корню квадратному из дисперсии; е - основание натурального логарифма.

Если измерения производятся в неизменных условиях, то каждое значение случайной ошибки х появляется с равной вероятностью как со знаком +, так и со знаком -. Поэтому кривая распределения (плотность распределений вероятностей) симметрична относительно оси ординат и среднее значение, т. е.центр распределения случайных ошибок равен нулю . Тогда

(2.3)

Из формул (2.2), (2.3) следует, что качество измерений тем выше, чемменьше дисперсия (рассеяние) ошибок, так как тогда понижается вероятность появления больших случайных ошибок. Кроме того, дисперсия суммы случайных величин равна сумме дисперсий слагаемых, что справедливо не только для нормального закона распределения. Например, пусть в неизменных условиях произведено п независимых измерений какого-либо параметра. Тогда случайные ошибки каждого измерения имеют одинаковую дисперсию, которую обозначим , а дисперсия суммы ошибок вп раз больше .Среднеквадратическое значение этой суммы. Но результатп измерений определяется как среднеарифметическое результатов отдельных измерений, поэтому среднеквадратическая ошибка

т. е. с увеличением числа п опытов (измерений) некоторой величины, произведенных в неизменных условиях, среднеквадратическая ошибка уменьшается в раз, так как рассеяние случайных ошибок сказывается все меньше и меньше.

Таким образом, ошибки радиолокационных измерений разделяются на грубые, систематические и случайные. Наиболее сложно компенсировать случайные погрешности. Для этого необходимо увеличивать количество измерений.

Изобретение относится к области радиолокационного зондирования с использованием одиночных сверхширокополосных (СШП) импульсных сигналов и может быть использовано при зондировании нескольких, близкорасположенных объектов, например слоев асфальтового покрытия. Способ заключается в том, что излучают N-лепестковый зондирующий радиоимпульс, непрерывно принимают отраженный сигнал, интегрируют его N-1 раз в выбранном временном окне, обнаруживают и оценивают сигналы от объектов исследования. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение точности разрешающей способности СШП зондирования. 6 ил.

Изобретение относится к области радиолокационного зондирования с использованием сверхширокополосных (СШП) импульсных сигналов длительностью Т и может быть использовано при зондировании нескольких объектов, расстояние между которыми L сопоставимо с сТ, где с - скорость света в среде, т.е. в условиях, когда сигналы, отраженные от нескольких объектов исследования, накладываются друг на друга. Такая проблема возникает, например, при зондировании подповерхностных слоев грунта, в частности многослойного асфальтового покрытия дорог.

Известно , стр.24, что любой сигнал S(t), который может быть излучен антенной, должен удовлетворять условию: в том числе одиночный многолепестковый зондирующий радиолокационный СШП сигнал.

При СШП радиолокационном зондировании нескольких близкорасположенных объектов исследования возникает проблема разрешения сигналов, принятых от одного и другого объектов. Эта проблема усугубляется наличием помех, несовершенством приемо-передающей аппаратуры и множеством других факторов.

Традиционным способом предварительной обработки радиолокационного сигнала, отраженного от объекта исследования, является его детектирование - выделение низкочастотной функции - амплитудной (комплексной) огибающей радиоимпульса. При работе с СШП сигналами амплитудная огибающая СШП сигнала, полученная при помощи преобразования Гильберта, не всегда корректно отображает особенности его формы стр.17. При этом не реализуется потенциально высокая разрешающая способность СШП сигналов.

Известен Патент RU 2141674 - способ радиолокационного сверхширокополосного зондирования, заключающийся в том, одной антенной излучают импульс, принимают этот импульс другой - удаленной антенной, принятый импульс задерживают, переизлучают и принимают антенной, расположенной в месте первичного излучения. Этот способ позволяет разнести во времени сигналы, полученные от антенны и от окружающих ее конструктивных элементов. При таком способе проблема разрешения решается за счет временного разнесения отраженных сигналов.

Недостатком такого способа является ограниченная область применения, связанная с тем, что возможность искусственного разнесения во времени отраженных сигналов от нескольких объектов исследования возникает редко.

Наиболее близким к заявляемому способу является , заключающийся в том, что излучают N-лепестковый, зондирующий радиоимпульс, непрерывно принимают отраженный сигнал в выбранном временном окне, обнаруживают и оценивают сигналы от объектов исследования. Для решения задачи разрешения определяют:

Сигнал прямого прохождения от излучающей к приемной антенне (при зондировании открытого пространства), который вычитают из принятого сигнала при последующих зондированиях среды;

Сигнал полного отражения при зондировании металлического листа, который используют для калибровки последующих зондирований.

Из сигнала, полученного от объектов исследований, вычитают сигнал прямого прохождения. Затем поочередно обнаруживают наиболее близкий отклик, и с учетом ослабления известного сигнала полного отражения вычитают его из принятого сигнала. Таким образом, теоретически возможно разрешить принятые сигналы.

Недостатком данного способа является низкая точность. Во-первых, сигнал, прошедший через среду, изменяет частотный спектр, а следовательно, не только амплитуду, но и свою форму. В результате оказывается неправомочным использовать сигнал полного отражения в качестве калибровочного. Во-вторых, рекурсивный характер обработки, при котором каждый новый объект обнаруживается по результатам обнаружения предыдущего, приводит к накоплению ошибок.

Задачей, решаемой данным изобретением, является повышение разрешающей способности СШП зондирования, отраженных от близкорасположенных объектов, а следовательно, получение большего количества и лучшего качества информации от радиолокационного зондирования.

Для решения поставленной задачи в способе повышения разрешающей способности радиолокационного сверхширокополосного зондирования, заключающемся в том, что излучают N-лепестковый зондирующий радиоимпульс, непрерывно принимают отраженный сигнал в выбранном временном окне, обнаруживают и оценивают сигналы от объектов исследования, интегрируют отраженный сигнал в выбранном временном окне N-1 раз, и используют результаты интегрирования для обнаружения и оценки сигналов от объектов исследования.

Существенным отличием заявляемого способа от прототипа является то, что при зодндировании N-лепестковым радиоимпульсом интегрируют отраженный сигнал в выбранном временном окне N-1 раз.

В прототипе используют операцию вычитания известных откликов из принятого сигнала.

Использование N-1 кратного интегрирования - линейного метода преобразования принимаемых сигналов, позволяет преобразовать их многолепестковую временную структуру в однолепестковую. На фиг.1 показано, что трехлепестковый радиоимпульс после однократного зондирования становится двухлепестковым, а после второго интегрирования - однолепестковым. Если бы такой импульс мог быть излучен антенной, то задача разрешения близкорасположенных объектов значительно упростилась. Интегрирование принятого сигнала для линейной системы эквивалентно интегрированию входного сигнала. Таким образом, интегрирование выходного сигнала значительно упрощает разрешение близкорасположенных объектов.

Заявляемый способ иллюстрируют следующие графические материалы.

Фиг.1 - результаты последовательного интегрирования трех лепесткового сигнала.

Фиг.2 - парциальные сигналы, отраженные от трех объектов.

Фиг.3 - суммарный сигнал, отраженный от трех объектов.

Фиг.4 - результат однократного интегрирования отраженного сигнала.

Фиг.5 - результат двухкратного интегрирования отраженного сигнала.

Рассмотрим возможность реализации заявляемого способа.

При радиолокационном зондировании могут использоваться одиночные радиоимпульсы с малым числом временных лепестков N=2-5, например трехлепестковый импульс S(t), изображенный на фиг.1. Такие сигналы обладают СШП спектром. Их обработка возможна в частотной или во временной области. В обоих случаях необходимо обнаружить сигналы, отраженные от объектов исследования, оценить их амплитуду, полярность, временное положение и другие параметры. Такие зондирования используются, например, при исследовании слоев дорожного покрытия. При этом объектами исследования являются границы слоев покрытия, отражающие зондирующий сигнал и обладающие разными диэлектрическими проницаемостями ε. В зависимости от соотношения диэлектрических проницаемостей ε сред отраженные сигналы могут иметь разную полярность.

Если объекты исследования (слои дорожного покрытия) расположены близко друг от друга, то отраженные сигналы накладываются друг на друга. На фиг.2 показаны парциальные сигналы S 3i (t), (i=1, 2, 3), отраженные от трех разных слоев. Каждый из них имеет свою амплитуду и форму. Сигнал S 32 (t) имеет обратную полярность. Суммарный отраженный сигнал S 3 (t)=S 31 (t)+S 32 (t)+S 33 (t), фиг.3, малопригоден для анализа. Для решения задачи разрешения можно уменьшить длительность зондирующего сигнала S(t), однако это приведет к неоправданному возрастанию стоимости разработки или к технической нереализуемости.

Однократное интегрирование отраженного от объектов сигнала фиг.4 не решает проблему разрешения, а повторное интегрирование фиг.5, позволяет достаточно точно оценить, как временное положение, полярность и амплитуду отраженных сигналов. Указанная оценка может быть получена визуально или с использованием компьютера.

Заметим, что при помощи предлагаемого линейного преобразования восстановление соотношения амплитуд парциальных сигналов и расстояния между ними возможно даже в случае, когда сигналы задержаны относительно друг друга на время, меньшее длительности периода центральной гармоники спектра сигнала, т.е. в условиях реализации потенциальной разрешающей способности по дальности .

Таким образом, заявляемый способ позволяет при СШП радиолокационном зондировании обнаружить объекты исследования, приближаясь к потенциальной разрешающей способности.

Рассмотрим возможность практической реализации заявляемого способа. На фиг.6 изображена схема устройства, реализующего заявляемый способ, где:

1. Генератор СШП сигнала.

2. Передающая антенна.

3. Приемная антенна.

4. Исследуемая многослойная среда.

5. Стробоскопический приемник.

6. Управляемая линия задержки.

7. Аналого-цифровой преобразователь (АЦП).

8. Компьютер.

По сигналу от компьютера 8 запускается генератор СШП сигнала 1, который излучается антенной 2. СШП сигнал, отраженный от исследуемой многослойной среды 4, поступает в антенну 3. Управляемая компьютером 8 линия задержки 6 запускает стробоскопический приемник 5, который выделяет одну мгновенную амплитуду отраженного сигнала. Аналого-цифровой преобразователь 7 преобразует эту величину в код, который считывается компьютером 8. Частота запуска генератора 1 может составлять десятки килогерц, что не требует высокого быстродействия АЦП 7. Величина задержки 6 задает окно приема и положения точки отсчета в нем. Многократно повторяя измерения, можно усреднить значения этого отсчета отраженного сигнала, а изменяя величину задержки, - получить всю реализацию отраженного сигнала в выбранном временном окне с точностью до масштабно-временного преобразования. Таким образом, в результате многократного зондирования в памяти компьютера 8 сохраняются мгновенные амплитуды отраженного сигнала в окне приема. Интегрирование полученных цифровых отсчетов производится путем последовательного суммирования отсчетов, а многократное - последовательным применением этой процедуры. На фиг.1-5 по оси абсцисс отложены номера отсчетов СШП сигнала. Полученные результаты интегрирования могут быть обработаны оператором визуально, либо известными методами обработки в компьютере 8.

Таким образом, предлагаемый способ технически реализуем и позволяет повысить разрешающую способность радиолокационного сверхширокополосного зондирования.

Список использованной литературы

1. Астанин Л.Ю., Костылев А.А. Основы сверхширокополосных радиолокационных измерений. - М.: Радио и связь, 1989. - 192 с.: ил.

2. Патент RU 2141674.

3. Патент FR 2626666.

4. Теоретические основы радиолокации / Под ред. В.Е.Дулевича. - М.: Сов. радио, 1978. - 608 с.

Способ повышения разрешающей способности радиолокационного сверхширокополосного зондирования, заключающийся в том, что излучают N-лепестковый зондирующий радиоимпульс, где N=2, 3, 4, 5..., непрерывно принимают отраженные сигналы в выбранном временном окне, обнаруживают сигналы от объектов исследования, измеряют и оценивают параметры сигналов, отраженных от объектов исследования, отличающийся тем, что зондирование объекта исследования N-лепестковым радиоимпульсом осуществляют многократно, при приеме отраженных сигналов управляемой величиной задержки задают окно приема с возможностью получить всю реализацию отраженного сигнала в выбранном временном окне и положения точки отсчета в нем, интегрируют полученные отсчеты отраженного сигнала в выбранном временном окне приема N-1 раз, преобразуя N-лепестковую временную структуру сигнала в однолепестковую, обеспечивающую разрешение близкорасположенных объектов исследования, используют результаты интегрирования для обнаружения объектов исследования, измерения и оценки параметров сигналов от объектов исследования.

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиотехнике, преимущественно к радиолокации стационарных объектов, и, в частности, может быть использовано для подповерхностного зондирования.

Изобретение относится к ближней радиолокации и может использоваться в системах автономного управления движением взаимодействующих объектов для измерения на ограниченных расстояниях угла встречи сосредоточенной воздушной цели при помощи активного радиолокатора, расположенного на летательном аппарате.

Изобретение относится к ближней радиолокации и может использоваться для измерения угла встречи летательного аппарата с сосредоточенной воздушной целью в устройствах автономного управления движением взаимодействующих объектов на ограниченных расстояниях.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах пассивного радиоконтроля для идентификации, пеленгации и определения местоположения наземных и воздушных объектов по излучениям их ДКМВ передатчиков при использовании одной приемной станции.

Лившиц М. Разрешающая способность измерительных приборов //Квант. - 2002. - № 3. - С. 35-36.

По специальной договоренности с редколлегией и редакцией журнала "Квант"

Всем известно, что микроскоп нужен для того, например, чтобы пересчитать число микробов на предметном столике, телескоп - чтобы пересчитать звезды на небе, радиолокатор - чтобы установить число летательных аппаратов в небе и расстояния до них.

В этой статье речь пойдет о важнейшем свойстве физических приборов - их разрешающей способности, т.е. величине наименьших деталей объектов измерения, различаемых в процессе измерения. Именно разрешающая способность является главной характеристикой качества применяемого измерителя (даже более важной, чем точность измерений). Например, не только от увеличения микроскопа зависит его качество. Если устройство микроскопа не обеспечивает раздельное восприятие достаточно мелких деталей объекта, то получаемое изображение не улучшится даже при значительном росте увеличения. Мы получим только более крупную, но такую же нечеткую картинку рассматриваемого предмета. Кроме того, сами ошибки измерения могут быть определены только после разрешения, т.е. после выделения данной детали объекта из других.

Покажем, какие физические свойства дистанционных (неконтактных) измерителей непосредственно влияют на получающееся при их использовании разрешение и какими методами можно добиться улучшения разрешающей способности таких приборов.

Сначала дадим количественную оценку. Чем более мелкие детали объектов могут быть выделены данным прибором в процессе измерения, тем лучше (выше) его разрешающая способность. Для различных приборов существуют различные определения и разные формулы для количественной оценки разрешающей способности в зависимости от целей и методов: например, оценивается ли разрешение деталей предмета (микроскоп, бинокль, телескоп) или отдельных линий в спектре излучения (призма, дифракционная решетка и другие спектральные устройства), используется ли независимость наблюдения и измерения координат нескольких целей (радиолокатор, гидролокатор, эхолокатор животного) и т.п. Однако общепринятой основой количественной оценки разрешающей способности является критерий Рэлея, первоначально установленный для случая раздельного наблюдения двух точечных источников света (разрешение двойных звезд). Его обобщение, позволяющее использовать этот критерий в самых разных случаях, осуществляется следующим образом.

Пусть входное воздействие на измерительный прибор состоит из двух пиков, отстоящих на интервал Δx ; при этом на выходе прибора от каждого пика получается «отклик» в виде более размазанного по х всплеска конечной ширины, характеризующий свойства прибора и называемый аппаратной функцией (рис.1). Тогда разрешающей способностью по Рэлею называют минимальный интервал Δx min между воздействиями двух пиков, при котором суммарный отклик еще имеет вид двугорбой кривой (рис.2,а). Если уменьшить Δx , верхушка суммарного всплеска уплощается и всплески сливаются в один (рис.2,б).

Какие же параметры волн, используемых в дистанционных измерителях, определяют величину разрешающей способности? Оказывается, таким параметром является степень когерентности волн (латинское слово «когерентный» означает «находящийся в связи»).

Прежде вспомним о когерентности колебаний. Колебания называются когерентными, если разности фаз и отношения амплитуд колебаний остаются постоянными в течение всего времени наблюдения. В простейшем случае когерентными являются два синусоидальных колебания \(~A \cos (\omega t + \alpha)\) и \(~B \cos (\omega t + \beta)\), где А , В , α и β - постоянные величины. Поскольку волновые процессы определяются колебаниями во всех точках пространства, где эти волны существуют, необходимым условием когерентности волн является когерентность колебаний, происходящих в каждой данной точке волны в течение времени наблюдения.

Более общим и кратким является определение некогерентности волн: пучки света или других волн будут некогерентными, если разность фаз между колебаниями во всех точках пространства, где эти волны существуют совместно, многократно и нерегулярным образом изменяется в течение времени наблюдения.

Теперь постараемся установить связь разрешающей способности измерителя со степенью когерентности волн. Наиболее наглядно это можно сделать на примере радиолокации - способе определения местонахождения объектов с помощью радиоволн.

Кратко напомним принцип работы импульсной радиолокационной станции (РЛС). На рисунке 3 изображена блок-схема РЛС. Здесь 1 - передатчик, 2 - антенный переключатель, 3 - антенна, 4 - диаграмма направленности антенны, 5 - приемник, 6 - индикатор. Передатчик РЛС с помощью узконаправленной антенны производит периодическое облучение пространства кратковременными цугами радиоволн (так называемыми зондирующими, т.е. «ощупывающими», импульсами). Поворотом антенны (или другими способами) производится изменение направления излучения радиоволн и, тем самым, осуществляется последовательное зондирование большего или меньшего сектора пространства (или круговой обзор). Отраженные от различных целей импульсы поступают (обычно через ту же антенну) в приемник РЛС. При этом определение угловых координат целей основано на использовании диаграммы направленности антенны на излучение и прием. Измерение дальности D производится по измерению времени запаздывания t zap прихода отраженного от цели импульса относительно момента излучения зондирующего импульса:

\(~D = \frac{c t_{zap}}{2}\) ,

где c - скорость света. Двойка в знаменателе появляется из- за того, что время запаздывания складывается из времени прохождения зондирующего импульса до цели и такого же времени прохождения отраженного импульса до РЛС.

Разрешающей способностью РЛС по углу называется наименьшая разность углов Δα между направлениями на две цели, находящиеся на одной дальности, при которой отраженные импульсы от них наблюдаются раздельно. Легко видеть, что это соответствует простейшему случаю пространственной некогерентности: разрешаются (по углу) те цели, на которые не может одновременно попасть «освещающее» излучение РЛС, так как направления на них отличаются на ширину диаграммы направленности антенны (рис.4).

Разрешающей способностью РЛС по дальности называется наименьшее расстояние δr между двумя целями, находящимися в одном направлении, при котором они наблюдаются раздельно. В так называемых классических РЛС в качестве зондирующего импульса применялся синусоидальный цуг волн постоянной амплитуды. Это объясняется, в частности, тем, что такой цуг легко создать: достаточно на высокочастотный генератор (например, магнетрон) кратковременно подать постоянное по величине высокое напряжение. Однородность структуры цуга приводит к тому, что отраженные от различных целей волны будут иметь одинаковую частоту (если они движутся по направлению к РЛС с одинаковой скоростью или если можно пренебречь эффектом Доплера), в пределах взаимного перекрытия отраженных импульсов они будут когерентны, и разделить цели полностью не удастся. Отраженные от двух целей импульсы будут некогерентны только тогда, когда они не совпадают по времени прихода в приемник РЛС и поэтому не перекрываются на экране индикатора (рис.5).

Таким образом, разрешающая способность этих РЛС по дальности составляет

\(~\delta r = \frac{c \tau}{2}\) ,

где τ - длительность импульса. Можно сказать, что в рассматриваемой РЛС некогерентность приходящих от разных целей отраженных сигналов выступает в самом простом виде: как отсутствие их совпадения во времени.

Как видно из последней формулы, для повышения разрешающей способности по дальности необходимо уменьшать длительность импульса τ . Но это неизбежно приводит к соответствующему расширению полосы частот. Дело в том, что, с одной стороны, существует фундаментальное соотношение между длительностью τ сигнала (например, обрывка синусоиды) и шириной Δν его спектра (на шкале частот), в которой сосредоточена основная энергия импульса:

\(~\Delta \nu \approx \frac{1}{\tau}\) .

С другой стороны, вполне понятно, что дальность обнаружения цели определяется энергией зондирующего и, следовательно, вернувшегося назад импульса. Значит, при укорочении импульса приходится соответственно увеличивать мощность передатчика, что является непростой задачей.

В поисках выхода из этой ситуации в радиолокации пошли по пути увеличения ширины полосы частот импульса без изменения его длительности: путем перехода от синусоидальной к более усложненной внутренней структуре зондирующего импульса. Так появились РЛС с линейно-частотно-модулированными (ЛЧМ) зондирующими импульсами (рис.6). В этом случае оказывается, что соотношение между длительностью и шириной сигнала будет выполняться уже не для длительности импульса τ imp , а для времени когерентности τ kog:

\(~\tau_{kog} \approx \frac{1}{\Delta \nu}\) , где \(~\Delta \nu >> \frac{1}{\tau_{imp}}\).

Правда для этого в приемнике РЛС вводится дополнительный специальный фильтр, с помощью которого осуществляется сжатие принятого импульса до длительности τ s = τ kog . Теперь импульсы на экране РЛС будут разделяться при гораздо меньшем расстоянии между Целями, чем это было при использовании синусоидального импульса:

\(~\delta r = \frac{c \tau_s}{2} << \frac{c \tau_{imp}}{2}\) ,

Так подтверждается неразрывная связь разрешающей способности дистанционного измерителя со степенью когерентности волн: для повышения (улучшения) разрешающей способности измерителя необходимо ухудшать когерентность используемых волн.

Любопытно отметить, что в живой природе развитие в этом направлении пошло еще дальше. Например, наряду с летучими мышами, эхолокаторы которых также используют ЛЧМ зондирующие импульсы, существуют так называемые «шепчущие» летучие мыши, применяющие еще более широкополосные шумовые импульсы, т.е. высокочастотные импульсы, модулированные «белым» шумом. Они обнаруживают цели при значительно меньших мощностях излучения, при этом обеспечивается также лучшая защита их локаторов от помех, особенно от взаимных, возникающих при одновременной охоте на насекомых больших групп этих летучих мышей.